高周波炉の実験（２）
パワー・エレクロトニクスを担う素子の一つ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）のやや大きいものを用いて、電磁波から熱への変換を行なうことにする。
１． ＩＧＢＴ ゲート駆動回路の作成：
（１） 単独型 ゲート駆動回路：
単独の ＩＧＢＴ を用いた誘導加熱のための、比較的高速（２０ｋ〜３３ｋＨｚ）で動作するゲート駆動回路を組む。 ＩＧＢＴの動特性の欄（ｔd(on)、ｔr、ｔd(off)、ｔf）の条件に、ＶGE＝±１５Ｖ とあるので、ＩＧＢＴのコレクタとゲートの間にある容量 ＣCG に起因する、ターン・オフ時の ＶGEcg による誤点弧を防ぐため、かなりマイナス側に引っ張る必要がある。 この回路では、ＶGE が ＯＮのとき＋１７Ｖ（ゲートに入れると＋１５Ｖ前後になる）、ＯＦＦのとき−１５Ｖ になるように、１５ＶレギュレーターＯｕｔを ＩＧＢＴ のＥ（エミッタ）電位とするようにした。
（今回、トランスの性能により ＋１７Ｖ、−１５Ｖとなったが、本来は ＋１５Ｖと −１５Ｖのレギュレーターを用いて、０−１５Ｖ−３０Ｖ の電源を作る。）
ＰＷＭコントローラー ＴＬ４９４（他に μＰＣ４９４など）は、Ｖｃｃ〜４０Ｖ、ｍａｘ２００ｋＨｚのハーフブリッジ用の２出力・ＲＣ発振器で、５５５と違って、デューティー比（３ｐｉｎ、０−４９％）、デッドタイム（４ｐｉｎ、５％）に対して独立に 周波数をコントロールすることができる。 出力は ＯＣ（アウトプット・コントロール、１３ｐｉｎ） を＋５Ｖにして プッシュ・プル モードに固定。（１３ｐｉｎをアースすると シングル・モード） エラー・アンプは ＋側（１、１６ｐｉｎ）をアース、−側（２、１５ｐｉｎ）を＋５Ｖにして、０入力に固定した。
たとえば 図のように、２．２ｋΩ ＋ １ｋΩＶＲ： ０．０１μＦ の場合、 ｆ （ｋＨｚ） ＝ １．２/（Ｃ（μＦ）・Ｒ（ｋΩ））・（１/２） ＝ １８．８ 〜 ２７．３（ｋＨｚ） となる。（２０ｋＨｚをカバーする）
発振コンデンサー ＣT＝０．０１μＦ にはポリプロピレン・フィルムコンの Ｇ級品（±２％）を用いた。
モーター駆動に使われるフルブリッジ・ドライバ ＢＤ６２３１Ｆ は、Ｖｃｃ＝＋３６Ｖ まで使える（〜１００ｋＨｚ、ｍａｘ２Ａ、Ｖｉｎ＝〜Ｖｃｃ）ので、０Ｖから３２Ｖまで振ることができる。 ＰＷＭ機能を使わず、Ｈ（正転）、Ｌ（反転） の出力機能だけを用いる。 図の真理表より、ＴＬ４９４からの出力を シンク・モード（反転モード）とすると、ＢＤ６２３１からの出力はソース・モード（正モード）になる。
波形をオシロで見た感じでは、少なくとも２０ｋ〜３０ｋＨｚ程度できれいな方形波であり、しっかり追随していて問題ないと思われる。
（ｃｆ． デュアル・ローサイド・ドライバのＩＲ４４２７等では耐圧が足りず（ｍａｘ２０Ｖ）、マイナスに引けない。）
（２） ハーフブリッジ型ゲート駆動回路：
ハーフブリッジ型 ＩＧＢＴモジュール を駆動するために、ハイサイド・ローサイド ドライバを用いて 回路を構成する。 ハーフブリッジ型なので、上下両方が同時に通電する暴走事故を防ぐために、デッドタイムは必須となり（ＴＬ４９４により最大デューティー比で約５％確保）、ターン・オフ時の ＣCG → ＶGEcg による誤点弧を防ぐために、ＶGE を ±１５Ｖ、あるいは、＋１５Ｖ、−８Ｖなどにかなり引っ張る必要がある。
しかし、高圧側のハイサイドは、高速で変動する高電圧の基準電圧 ＧＮＤ２ （あるいは Ｖｓなどと表記）に対して 出力（ＯｕｔＡＨ、ＯｕｔＡＬ）が常に ±１５Ｖになっていなければならないので、外部から電圧を負のほうに引っ張るには それなりの構造の駆動素子と、複数の電源トランスが必要となる。（−５〜−１５ＶのＶEE 電源配線が必要）
（歴史的に、前段からのコイル入力だったゆえに、電気的に絶縁されて自動的にマイナスになり、±の表記になっている。 今でも大型のものはコイル入力。）
ここでは、比較的手に入りやすい、ミラー・クランプ機能を持った ＢＭ６０２１２ＦＶ−Ｃ （ローム、マルツ； 〜１２００Ｖ、Ｖｃｃ〜２４Ｖ、ｍａｘ５Ａ、ＳＳＯＰ２０ｐｉｎ）を用いた。 Ｌの時に、ＶGE を マイナスに持っていくのではなく、ＲG の後につながっている ミラークランプ端子（ＭＣＡ、ＭＣＢ）から強制的に０Ｖ（＝ＧＮＤ２）に引くことにより、 ＶGEcg を下げて誤点弧を防ぐ。 ローサイドのほうも同様。 これによって、駆動電源のトランスは１個で済む。
プリント基板は、高電圧のハイサイド側と絶縁するため、間をエッチングして間隔を空ける。 また、ＩＣ を取り付ける ＳＳＯＰ ２０ｐ 変換基板の中央部も削り落としておく。
＊ ＶGEcg を防ぐもう一つの方法は、ＣCG を打ち消すために ＧＥ間に、Ｃｉｅｓ （規格表に記載、ｅｘ）６１５０ｐＦなど）の２倍の容量のコンデンサー ＣGE を入れる。 ただしこのコンデンサーを入れた後は ＲG を半分にする必要がある。 ＲG 内蔵型（ＲGintの表示）の ＩＧＢＴでは この方法は使えない。
２． ハーフブリッジＩＧＢＴ の電流共振回路の実験：
誘導加熱の方式には、電圧共振（単独のＩＧＢＴ） と 電流共振（ハーフブリッジ、フルブリッジＩＧＢＴ） の２種類がある。 電圧共振回路は、Ｌが十分大きい（渦巻き型コイル）場合、１ｋＶもの高電圧になるので、ＩＧＢＴ、コンデンサーなどすべて高電圧の耐圧が必要。 １００ＡＣ入力の小型の ＩＨ調理器によく用いられる。 しかし、この高周波炉のようなハイＣ・ローＬの誘導加熱回路では、電流は共振点で最小で、わずか数ｋＨｚずれるだけで大電流が流れ 暴走の危険があり、調整が困難である。またインピーダンスのミスマッチにより加熱が不十分である。 （ＦＥＴと違って、ＩＧＢＴは１００Ｖ、２２０Ｖなどの高電圧で用いる。 ＩＨ 調理器のＣ＝．３３μＦ、ｆ ＝２０ｋ〜５０ｋＨｚとして Ｌ＝３０〜２００μＨ 程度。 一方、高周波炉のＬは、φ３０、５〜８Ｔｕｒｎ程度で、１．１〜１．３μＨ。）
そこで、共振周波数の調整が容易な 電流共振回路で実験することにした。 この場合、コンデンサーが間に入っているので、共振点で電流が最大でそれから外れると電流は下がるので、周波数の調整がしやすく、電圧も高くならない。
ＩＧＢＴ モジュールは、 ＢＳＭ２００ＧＢ６０ＤＬＣ （Infineon、アリエク； ２００Ａ、６００Ｖ、推奨最大周波数約２０ｋＨｚ、Ｃies＝９０００ｐＦ、 （２００Ａ、３００Ｖ、ＶGE＝±１５Ｖ、ＲG＝１．５Ωの時） ｔdon＝１６３ｎＳ、ｔr＝４３ｎＳ、ｔdoff＝２５３ｎＳ、ｔf＝３３ｎＳ）を用い、 １．（２）の ハーフブリッジ型のゲート駆動回路を ＲGon＝１．５Ω（２Ｗ）、ＲGoff＝１．５Ω（２Ｗ） を介して、ハイサイド、ローサイドのそれぞれのゲート（４、６ｐｉｎ）につなげた。 ゲートへの配線はねじって誘導電流を防ぎ、各ゲート−エミッタ間は １ｋΩ（１/２Ｗ）でつなげて電荷が溜まるのを防ぐ。
ＴＬ４９４の発振周波数は、ＲT ＝ １ｋΩ＋２ｋΩＶＲ、 ＣT ＝ ０．０１μＦ で、 １９．２ 〜 ４６．５ ｋＨｚ。
まず、Ｃ＝６μＦ、Ｌ＝１．２μＨの直列共振回路について、３２．のＤＳＳ周波数特性測定器を用いて周波数特性を測定すると、約６０ｋＨｚ共振周波数の下は １/３、１/５・・・の周波数のみが測定され（１/２、１/４、・・は出てこない）、６０ｋＨｚの共振回路をその１/３の周波数＝約２０ｋＨｚで駆動することになる。 このＬＣ共振回路のコンデンサーの方にハーフブリッジの中点（＝出力）をつなぎ、２４Ｖ電源・２０ｋＨｚ前後で動作テストをした。 結果は、ＴＬ４９４の周波数ＶＲを回して共振周波数への同調はよくできたが、やはりハイＣ・ローＬのミスマッチのため、コイルに挿入したプライヤ等は温まるが赤熱まではいかなかった。
３． マッチング・トランスの挿入：
（１） ２４Ｖスイッチング電源によるコア材の検討：
Ｍｎ−Ｚｎフェライトコア（変圧器、ＥＭＩフィルタ用、４９×３２×１９ｍｍ ×３個、アリエク・中国製）の他に、 フェライト・トロイダルコア・ＦＴ２４０−７７（無線用、０．０１〜１ＭＨｚ、μs=２０００、６１×３６×１３ｍｍ ×３個、アミドン）、 アモルファス・トロイダルコア（溶接機用、６０×３５×２５ ×１個、アリエク・中国製） の３つを試した。
ＦＴ２４０−７７は、μは大きいがＢｓはそこそこで、Ｍｎ−Ｚｎフェライトコアよりももう少し高周波向きの用途（表面焼き入れ用など、２００−３００ｋＨｚ）に向いていると思われる。 アモルファスコアは、巻き数２０ターンにしても１００μＨしかなく、1次側のコンデンサーを０．６６μＦにすると２７ｋＨｚあたりで猛烈に共振し、コアだけ熱くなって２次コイルには全く伝わらないという現象が起こった。
一方、Ｍｎ−Ｚｎフェライトコアは安価であり、μと同時にＢｓも大きく、周波数も約５０ｋＨｚまでは損失が少ないので、高パワーが期待できる。 １次コンデンサー Ｃ１を約７μＦ（６３０Ｖ１μＦ ×７）、電力供給用コンデンサー Ｃｍを１０μＦ（２５０Ｖ２２μＦ×２・直列）にして１８−４０ｋＨｚの間で１次回路の共振点は無く、４０ｋＨｚあたりで伝達出力が最大になった。 １次コンデンサーＣ１を大きくして１次共振を避けることができ、エネルギーを２次側へ伝達する２次共振点は確保している。
２次共振コンデンサー Ｃｒ は、当初 ６μＦ・５００ＶＡＣ・６０Ａ・〜５０ｋＨｚの電力用コンデンサーを用いたが、共振周波数４０＋αｋＨｚよりも少しでも下げたいので（ＩＧＢＴの最適周波数は２０ｋＨｚまでと低い）、０．３３μＦ×８ ＝２．６４μＦのＭＫＰコン（０．３３μＦ、６３０Ｖ、〜５０ｋＨｚ）を追加した。それでも４１．３ｋＨｚでｍａｘとかなり高めだった。
因みに、２．のような、周波数特性測定器によるコア材を入れた共振周波数の測定は、測定電流が微小なため、全く違った結果となり、参考にならなかった。
結果は、Ｍｎ−Ｚｎフェライトコアで、２４Ｖスイッチング電源を使用して、
４０ｋＨｚ、デューティー比４０％（最大）で、 ３個つなげて ２Ｔｕｒｎ（１１４μＨ）： 何も入れないで ０．６Ａ → プライヤを入れて ２Ａ（即発熱） となり、
ＩＧＢＴはわずかに温まり、コアは冷たい状態だった。
（２） １００ＶＡＣ全波整流電源：
次のステップは、電源は商用電流（ＡＣ１００Ｖ）を、ヒューズ（１５Ａ）を通してそのまま用い、（熱にするだけなので、）平滑なしの全波整流で供給した。 共振回路の銅パイプ（φ６ｍｍ）には水を流した。 安全のために、まずゲート電源を先に入れ、それからメイン電源を入れる。 共振器と 高周波電源の結合は、２０Ａのワニぐちクリップで行なった。
トランス部は、コイル配置の都合で、また熱放散を良くするため、２つに分け、２個つなげた２組のコア（計４個）とし、 コイルの巻き数はそれぞれ ３Ｔｕｒｎ（巻き線方向同じ、接続逆）、入力４１ｋＨｚ とした。
デューティー比を最大の４０％に上げたときの、整流後の電流値は、
何も入れない（アイドリング状態）： ２Ａ（８８Ｖ） → ６角レンチ： ４〜５Ａ（すぐ赤熱）、 プライヤ： ７〜１０Ａ （８４Ｖ、赤熱）、 ただし 黒鉛るつぼ（φ３０）は ３．５Ａ
１０Ａのとき、コアはわずかに温まる程度で、まだ余裕がある。しかし巻き線の２．０ｍｍ2線（ｍａｘ２７Ａのはず）の方が熱くなり、コアに伝熱する。クリップも熱くなる。 ＩＧＢＴは４０ｋＨｚのせいで、ファンを回した状態でかなり温まった。（推奨： 〜２０ｋＨｚ） これらの発熱は、アイドリング状態でも同様なので、必要のない時はメイン電源を切っておいた方が良い。
コンデンサー（Ｃｍ、Ｃ１、Ｃｒ）、整流器、その他は冷たい。 整流器は手持ちの１００Ａ・１．２ｋＶを用いたが（中国製、過剰品質？）、３５Ａ程度のものでも十分と思われる。
４０ｋＨｚと 低周波なので、鉄（鉄るつぼ、鉄パイプ、鉄板を巻いたもの）を介しての金属溶解（中融点〜低融点、アルミなど）には適している。 一方、黒鉛るつぼの温まり方は ＺＶＳ方式（前節、約８５ｋＨｚ）よりもかなり遅く、使用に適さないと考えられる。
その後、加熱コイルを 内φ５ｃｍ、６Ｔ、φ５ｍｍ銅パイプ （約１．４μＨ） に取り換えて、周波数 ３６〜３８ｋＨｚで 加熱テストをした。 鉄パイプを切った物（φ３４ｍｍ、Ｌ４０ｍｍ）（ｂｙ．鋼（はがね）屋）を発熱体として用いた。（さび止め剤として、ケイ酸ナトリウムと硼砂を混ぜたものを塗って焼成。）
（３） ２倍圧整流電源：
最終的には、２倍圧電源で駆動する。 ブリッジ整流器をそのまま用い、２００Ｖ２２００μＦ×２ をそれぞれ上下に入れて（さらに×２）、共振器につなげないときは ２６６Ｖ、 １０Ａの負荷をかけて ２４６Ｖくらいになって、容量としては十分である。 電流計（ＡＣ１５Ａ）は同様に、ＡＣ１００Ｖのモニターとする。（電源スイッチを入れると、電源１００Ｖが １５Ａ程度に一瞬はね上がる。）
コアの巻き線は、それぞれ ８Ｔｕｒｎ とした。 Ｌは ２つ合わせて ２．６６ｍＨ となった。
結果は、４０ｋＨｚに近づけると電流値が１５Ａ以上に発散してしまうので、 ｆ ＝ ３３ｋＨｚ 程度（デューティー比 ３０％）にすると、 アイドリング時： ３Ａ、 プライヤを入れて １２Ａ 程度になる。
上記の鉄輪（φ３４）に （多少削って）φ３０ｍｍＬ４０ｍｍの 黒鉛るつぼを挿入し、アルミニウムを溶融させると、よく溶けて 鋳造もできた。
この操作を連続して、トランス・コアはやや温まり、（電圧が高いので）配線の発熱はわずかで、ＩＧＢＴは熱くなった。相変わらず、コンデンサー、整流器等は ほとんど発熱しない。
（回路まとめ） ・・・ ゲート駆動回路は １．（２） 使用
